Utforming av nåværende modusbasert oscillator for klasse D lydforsterkere: 6 trinn

2024 Forfatter: John Day | [email protected]. Sist endret: 2024-01-30 11:20

De siste årene har klasse D lydforsterkere blitt den foretrukne løsningen for bærbare lydsystemer som MP3 og mobiltelefoner på grunn av deres høye effektivitet og lave strømforbruk. Oscillatoren er en viktig del av klasse D -lydforsterkeren. Oscillatoren har en viktig innflytelse på forsterkerens lydkvalitet, brikkeffektivitet, elektromagnetisk interferens og andre indikatorer. For dette formål designer dette papiret en strømstyrt oscillatorkrets for klasse D-effektforsterkere. Modulen er basert på gjeldende modus og implementerer hovedsakelig to funksjoner: den ene er å gi et trekantet bølgesignal hvis amplitude er proporsjonal med strømforsyningsspenningen; den andre er å gi et firkantbølgesignal hvis frekvens er nesten uavhengig av strømforsyningsspenningen, og pliktforholdet til kvadratbølgesignalet er 50%.

Trinn 1: Prinsipp for nåværende modus oscillator

Oscillatorens arbeidsprinsipp er å kontrollere ladingen og utladningen av kondensatoren med strømkilden gjennom MOS -bryterrøret for å generere et trekantet bølgesignal. Et blokkdiagram over en konvensjonell strømmodusbasert oscillator er vist i figur 1.

Design av nåværende modusbasert oscillator for klasse D lydforsterkere

På fig. 1, R1, R2, R3 og R4 genererer terskelspenninger VH, VL og en referansespenning Vref ved å dele en spenning av en strømforsyningsspenning. Referansespenningen føres deretter gjennom en LDO -struktur av forsterkere OPA og MN1 for å generere en referansestrøm Iref som er proporsjonal med forsyningsspenningen. Så det er:

MP1, MP2 og MP3 i dette systemet kan danne en speilstrømskilde for å generere ladestrøm IB1. Speilstrømkilden sammensatt av MP1, MP2, MN2 og MN3 genererer en utladningsstrøm IB2. Det antas at MP1, MP2 og MP3 har samme bredde til lengdeforhold, og MN2 og MN3 har like bredde til lengdeforhold. Så er det:

Når oscillatoren fungerer, under ladefasen t1, CLK = 1, lader MP3 -røret kondensatoren med en konstant strøm IB1. Etter det stiger spenningen ved punkt A lineært. Når spenningen ved punkt A er større enn VH, blir spenningen ved utgangen til cmp1 null. Den logiske kontrollmodulen består hovedsakelig av RS-flip-flops. Når utgangen til cmp1 er 0, blir utgangsterminalen CLK invertert til et lavt nivå, og CLK er et høyt nivå. Oscillatoren går inn i utladningsfasen t2, på hvilket tidspunkt kondensatoren C begynner å tømme ved en konstant strøm IB2, noe som får spenningen ved punkt A til å falle. Når spenningen faller under VL, blir utgangsspenningen til cmp2 null. RS flip-flop flipper, CLK går høyt, og CLK går lavt, og fullfører en periode med lading og utladning. Siden IB1 og IB2 er like, er lade- og utladningstidene til kondensatoren like. Den stigende kanthellingen til den trekantede bølgen A-punkt er lik den absolutte verdien av fallende kantskråningen. Derfor er CLK -signalet et firkantbølgesignal med et driftsforhold på 50%.

Utgangsfrekvensen til denne oscillatoren er uavhengig av forsyningsspenningen, og amplituden til den trekantede bølgen er proporsjonal med forsyningsspenningen.

Trinn 2: Implementering av oscillatorkrets

Oscillatorkretsdesignet som er designet i denne artikkelen er vist i figur 2. Kretsen er delt inn i tre deler: en terskelspenninggenererende krets, en lade- og utladningsstrømgenererende krets og en logisk kontrollkrets.

Utforming av nåværende modusbasert oscillator for klasse D lydforsterkere Figur 2 oscillatorimplementeringskrets

2.1 Grensespenningsenhet

Terskelspenninggenererende del kan bestå av MN1 og fire spenningsdelende motstander R1, R2, R3 og R4 som har like motstandsverdier. MOS -transistoren MN1 brukes her som en koblingstransistor. Når det ikke sendes inn noe lydsignal, setter brikken CTRL -terminalen lav, VH og VL er begge 0V, og oscillatoren slutter å fungere for å redusere det statiske strømforbruket til brikken. Når det er en signalinngang, er CTRL lav, VH = 3Vdd/4, VL = Vdd/4. På grunn av komparatorens høyfrekvente drift, hvis punkt B og punkt C er direkte koblet til komparatorinngangen, kan elektromagnetisk interferens genereres til terskelspenningen gjennom parasittkapasitansen til MOS -transistoren. Derfor kobler denne kretsen punkt B og punkt C til bufferen. Kretssimuleringer viser at bruk av buffere effektivt kan isolere elektromagnetisk interferens og stabilisere terskelspenningen.

2.2 Generering av ladnings- og utladningsstrøm

Strøm proporsjonal med forsyningsspenningen kan genereres av OPA, MN2 og R5. Siden forsterkningen til OPA er høy, er spenningsforskjellen mellom Vref og V5 ubetydelig. På grunn av kanalmoduleringseffekten påvirkes strømmen til MP11 og MN10 av kildedreneringsspenningen. Derfor er kondensatorens ladningsutladningsstrøm ikke lenger lineær med forsyningsspenningen. I denne designen bruker det nåværende speilet kaskodestruktur for å stabilisere kildedreneringsspenningen til MP11 og MN10, og redusere følsomheten for strømforsyningsspenningen. Fra et AC -perspektiv øker kaskodestrukturen utmatningsmotstanden til gjeldende kilde (lag) og reduserer feilen i utgangsstrømmen. MN3, MN4 og MP5 brukes til å gi en forspenning for MP12. MP8, MP10, MN6 kan gi forspenning for MN9.

2.3 Seksjon for logisk kontroll

Utgangen CLK og CLK for vippen er firkantbølgesignaler med motsatte faser, som kan brukes til å kontrollere åpning og lukking av MP13, MN11 og MP14, MN12. MP14 og MN11 fungerer som koblingstransistorer, som fungerer som SW1 og SW2 i figur 1. MN12 og MP13 fungerer som tilleggsrør, hvis hovedfunksjon er å redusere grader av ladnings- og utladningsstrøm og eliminere fenomenet med skarpe skudd av trekantede bølger. Sharp-shoot-fenomenet skyldes hovedsakelig kanalinjeksjonseffekten når MOS-transistoren er i tilstandsovergangen.

Forutsatt at MN12 og MP13 blir fjernet, når CLK overganger fra 0 til 1, blir MP14 slått på av, og den nåværende kilden sammensatt av MP11 og MP12 blir tvunget til å gå inn i det dype lineære området fra metningsområdet øyeblikkelig, og MP11, MP12, MP13 are Kanalladningen trekkes ut på veldig kort tid, noe som forårsaker en stor feilstrøm, noe som forårsaker en toppspenning ved punkt A. Samtidig hopper MN11 fra av -tilstanden til på -tilstanden, og nåværende lag sammensatt av MN10 og MN9 går fra det dype lineære området til metningsområdet. Kanalkapasitansen til disse tre rørene lades på kort tid, noe som også forårsaker stor Burr -strøm og piggspenning. På samme måte, hvis hjelpeledningen MN12 fjernes, genererer MN11, MN10 og MN9 også en stor feilstrøm og en piggspenning når CLK hoppes. Selv om MP13 og MP14 har samme bredde-til-lengde-forhold, er portnivået motsatt, så MP13 og MP14 blir vekselvis slått på. MP13 spiller to hovedroller for å eliminere toppspenningen. Først må du sørge for at MP11 og MP12 jobber i metningsområdet under hele syklusen for å sikre kontinuiteten i strømmen og unngå skarp skytespenning forårsaket av gjeldende speil. For det andre, gjør MP13 og MP14 til et komplementært rør. I øyeblikket for CLK -spenningsendringen lades kanalkapasitansen til det ene røret, og kanalkapasitansen til det andre røret utlades, og de positive og negative ladningene avbryter hverandre, og reduserer derved feilstrømmen sterkt. På samme måte vil introduksjonen av MN12 spille den samme rollen.

2.4 Anvendelse av reparasjonsteknologi

Parametrene til forskjellige batcher av MOS -rør vil variere mellom wafers. Under forskjellige prosessvinkler vil tykkelsen på oksidlaget i MOS -røret også være forskjellig, og den tilsvarende Cox vil også endre seg tilsvarende, noe som får ladnings- og utladningsstrømmen til å skifte, noe som får utgangsfrekvensen til oscillatoren til å endres. I integrert kretsdesign brukes trimmingsteknologien hovedsakelig til å modifisere motstands- og motstandsnettverket (eller kondensatornettverket). Ulike motstandsnettverk kan brukes til å øke eller redusere motstanden (eller kapasitansen) for å designe forskjellige motstandsnettverk (eller kondensatornettverk). Lade- og utladningsstrømmene IB1 og IB2 bestemmes hovedsakelig av den nåværende Iref. Og Iref = Vdd/2R5. Derfor velger denne designen å trimme motstanden R5. Trimmingsnettverket er vist i figur 3. I figuren er alle motstandene like. I denne designen er motstanden til motstand R5 45kΩ. R5 er seriekoblet med ti små motstander med en motstand på 4,5 kΩ. Sammensmeltning av ledningen mellom de to punktene A og B kan øke motstanden til R5 med 2,5%, og sammensmeltning av ledningen mellom B og C kan øke motstanden med 1,25%, mellom A, B og B, C. Sikringene er alle sprengt, som øker motstanden med 3,75%. Ulempen med denne trimmingsteknikken er at den bare kan øke motstandsverdien, men ikke den lille.

Figur 3 nettverksstruktur for motstandsreparasjon

Trinn 3: Analyse av simuleringsresultater

Denne designen kan implementeres på CSMCs 0,5 μm CMOS -prosess og kan simuleres med Spectre -verktøyet.

3.1 Forbedring av trekantet bølge med komplementært koblingsrør

Figur 4 er et skjematisk diagram som viser forbedringen av den trekantede bølgen med det komplementære bryterrøret. Det kan ses fra fig. 4 at bølgeformene til MP13 og MN12 i denne konstruksjonen ikke har noen åpenbare topper når skråningen endres, og bølgeform -skjerpingsfenomenet forsvinner etter at tilleggsrøret er tilsatt.

Figur 4 Forbedret bølgeform for det komplementære koblingsrøret til den trekantede bølgen

3.2 Påvirkning av strømforsyningsspenning og temperatur

Det kan sees fra figur 5 at frekvensen til oscillatoren endres til 1,86% når strømforsyningsspenningen endres fra 3V til 5V. Når temperaturen endres fra -40 ° C til 120 ° C, endres oscillatorfrekvensen med 1,93%. Det kan sees at når temperaturen og strømforsyningsspenningen varierer mye, kan utgangsfrekvensen til oscillatoren forbli stabil, slik at den normale driften av brikken kan sikres.

Figur 5 Effekt av spenning og temperatur på frekvensen

Trinn 4: Konklusjon

Denne artikkelen designer en strømstyrt oscillator for klasse D lydforsterkere. Vanligvis kan denne oscillatoren sende ut firkantede og trekantede bølgesignaler med en frekvens på 250 kHz. Videre kan utgangsfrekvensen til oscillatoren forbli stabil når temperaturen og forsyningsspenningen varierer mye. I tillegg kan piggspenningen også fjernes ved å legge til komplementære koblingstransistorer. Ved å innføre en trimningsteknikk for motstandsnettverk, kan en nøyaktig utgangsfrekvens oppnås i nærvær av prosessvariasjoner. For øyeblikket har denne oscillatoren blitt brukt i en lydforsterker i klasse D.